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我于几年前写了4篇文章，讲述功率放大器的设计，面向工程应用，理论联系实际，通过大量详实具体的电路实验，通俗易懂地介绍音频功率放大器的设计理念与制作细节，并以大量的电路资料向读者展现功率放大电路“从小到大，由简至繁”的演化过程，充满了关于音频功放设计的真知灼见——这是第4篇——差动输入级音频功率放大器分析与测试。上一讲，我们介绍了“差动输入级音频功率放大器分析与测试”，在那个电路里，若能保证差分对精确的直流平衡，则可大大减小2次谐波失真。然而，这个“精确的直流平衡”是笔者精心挑选元件、合理设计参数的结果，这种平衡也不太靠谱，因为它很容易受环境温度的影响。若差分对的集电极电流有少许不平衡，就会导致2次谐波失真大大增加。1、用镜像恒流源作为差动放大器的集电极负载为了对比，这里画出3种不同类型的输入级电路，复杂程度按次序递增。图1（a）所示的输入级，按普通估算方法选定为1kΩ（差分对尾巴电流约为μA），则受减轻VT2的集电极负载必须取10kΩ这样的较高阻值。为得到想象中的平衡，对管VT3的集电极负载也取10kΩ。实际的结果是电路很不平衡，差分对集电极电流严重不对称，产生了大量本可避免的2次谐波失真，如图2所示的曲线a就是此电路的实测失真。图1差动输入级电流平衡的改良（a）不良的输入级设计（b）较好的输入级设计（c）最佳的输入级设计为了认识直流平衡的重要性，把差分对的集电极负载改为阻值较小一些，如图1（b）所示，把差分对集电极电阻R5、R6均改为2kΩ。因R5的压降被激励管VT4的发射结钳位约0.6V，故流过R的电流约为μA（≈0.6V/R5=0.6V/2.2kΩ）；再考虑VT4的基极大概需要十几至二十几微安的电流，则流过R5的电流也大约为μA。如此一来，差分对的集电极电流就基本平衡了。就是这么简单的修改却产生了惊人的变化，失真的测量结果如图2中的曲线b。图2差动放大器的失真曲线（曲线a：集电极电阻为10k，输入级不平衡；曲线b：集电极电阻为2.2k，输入级的平衡尚可接受；曲线c：使用镜像电流源负载，输入级精确平衡）顺便提一下，在曲线a与曲线b之间还有一条曲线，它代表为4.7k的失真状况，比曲线a的失真起频点延后，但比曲线b的失真起频点明显超前一些，且幅度也大。为了获得精确的电流平衡，把图1（b）的差分对集电极电阻修改成图1（c）所示的镜像电流源结构。因VT4与VT5特性相同、发射结压降相等，故R5、R6压降也相等，VT4与VT5的集电极电流相等，迫使差分对电流达到很接近的相等。这个电路能获得良好的削减2次谐波失真能力，大幅改善失真的效果如图2的曲线c。由于差分对的集电极电流相等，基极电流也相等（默认β相同），因此输入级的直流失调也更小。对于同样的输入电压，采用图1（c）所示的输入级，输出电流是图1（b）的2倍，但仍然遵从双曲正切函数的转移特性规律。由于失真特性依从于输入电压，所以这个2倍电流输出是在同一失真水平下得到的。换句话说，我们将输入电压减半就可以得到同样的输出，这样失真就降为原来的1/4（由它那精确平衡的差分对产生，只含有3次谐波）。关于“使用镜像电流源负载的输入级的输出电流是电阻负载的2倍”解释如下：由于电路的对称性，当有差模电压输入时，Δic2=-Δic3，又Δic3≈Δic5（忽略VT4、VT5的基极电流），Δic4=Δic5（因为R5=R6），因而Δic4≈-Δic2，所以激励管VT6的基极电流ΔiB6=Δic2-Δic4≈2Δic2，输出电流加倍，当然会使激励级电压放大倍数增大。镜像电流源还对共模信号起抑制作用，当共模信号输入时Δic2=Δic2，由于R5=R6，Δic4=Δic5≈Δic3（忽略基极电流）；ΔiB6=Δic2-Δic4≈0。可见，共模信号基本不会传递到下一级，镜像电流源的引入提高了整个电路的共模抑制比。使用镜像电流源负载的另一个令人高兴的结果是，放大器的转换速率大致提高了1倍，因为输入级的输出电流全部传送给密勒电容Cdom（跨接在激励管的b-c极间的小电容），没有像图1（b）那样，有一半输出电流浪费在VT3的集电极负载上。2、输入级的恒定跨导变换即使输入级使用镜像电流源负载，但我们仍觉得高频失真需进一步减少。它的失真一旦从本底噪声中显露出来后，就以每2倍频程增大至原来8倍的速率（即18dB/oct）上升，因此应尽可能把它显露的位置推到更高的频率。由跨导公式gm=-I/UT（式中，UT是热电势，常温时UT=26mV），增大差动级的尾巴电流能提高跨导，然后在差分对发射极串接电阻，利用本级负反馈将最后得到的跨导恢复至增大尾巴电流前的值（如果不恢复原值，就须同比例地增大才能保持相同的稳定裕度）。这一小伎俩尽管是轻而易举的，但有效地改善了输入级的线性与宽度。晶体管的非线性是因为管子内部的发射极等效电阻造成的，增大就是为了减小这个电阻，然后用取代减小的部分。图3（a）的跨导为19.2mA/V（≈1mA/），每只管子的为0.5mA，故差分对发射极内部等效电阻为52Ω（=26mV/0.5mA）。改进电路如图3（b）所示，为1.2mA，因此为21.6Ω（=26mV/1.2mA）。为了减小跨导保证返回原值，需要串接的发射极电阻为30.4Ω，取就近值30Ω。因为21.6Ω+30Ω≈52Ω。此电路的失真由0.32%下降至0.%，得到了一个极有价值的线性化效果，并且使得整台放大器的高频失真改善了约5倍。只要电路保持平衡，失真成分仍全部是可见的3次谐波。由于电流不适宜增大太多，按电流倒数下降的程度有限，电路性能的改善也就只能达到这种程度。这种电路被DouglasSelf命名为“恒跨导衰减”（Constant-degeneration）负反馈，但亦未必非常贴切。（在保持跨导不变的情况下，将输入级工作电流增大1倍，失真大约下降为原来的1/10）这个电路静态电流增大1倍，转换速率也因此得益，理论上可以由原来约10V/μs提升至20V/μs（此时为pF）。这样一个几乎不花成本的小改动就罕有地发挥出这种电路的全部优点，在失真和转换速率两项性能上均得到好处。3、影响失调电压的因素一般来说，放大器的直流失调电压以±50mV为最大限值较为恰当；为了达到这一要求，可以在输入管基极设置用于调节输出端直流电位的微调电阻，也可以专门设计直流伺服电路。但是，这些做法会增加电路的复杂程度。对于没有采用直流伺服电路的放大器，应尽量将这个限制缩减至最小；为了确保达到要求，需要精心调选差分对晶体管。实际操作中，一般是用数字万用表测量两管的β值接近，用二极管挡测量两管的be结正向压降值接近。图4为差分对集电极接镜像恒流源负载的功放电路，并在差分对发射极串联衰减电阻、，减小输入级的跨导，增加线性工作区的宽度。输出级采用倒置达林顿结构，热稳定性比射极跟随器输出级的好。这里采用更大的散热器给功率管散热，所以电源电压可以提高到±20V以上。（图中给出的电压数据是实测值，电流数据是根据电压数据用欧姆定律计算得到。测试条件：1、环境温度为25℃；2、电源电压±20V；3、输入端接地；4、输出端开路）瓷片电容C8、C9滤除高频杂波，设计时应尽量靠近电压放大管及其恒流源布置。电阻R1决定输入级的静态电流，取值Ω，电流约2.65mA（该值与R7大小有关，R7愈小VD1、VD2的正向压降愈大，则R1的电流愈大）。此时，输入级的镜像电流源负载对管电流均为1.32mA，R5、R6的两端电压约为62mV。激励级恒流源限流电阻R10为Ω，电流为5.0mA，这个中等规模的值可以提高激励级的动态电流驱动能力。电阻R12、R13决定驱动管的电流，当它们都为Ω时，驱动级静态电流为6.0mA，这个量级已经足够。安装好元件的PCB如图5所示。（电路板尺寸9.5cm13cm，散热器尺寸43mm高42mm宽24mm厚。用于热耦合的晶体管VT7与VT11安装在同一散热器上；PCB布线时电解电容、靠近整流桥堆，功率管的电源布线尽量短、宽度在60mil以上）对于输入级元件取值在通常范围内的功放，失调电压不是由差分对的UBE失配决定的，因为UBE失配产生的失调往往只有±5mV或附近以内。更多的是因为第二种因素，即差分对的β值不一致导致的——β值的差异会令流经R4和R8的基极电流不同。导致输出失调电压的第三个因素是，差分对发射极所接的电阻R2与R3失配。这里R2与R2阻值均为30Ω，每只电阻压降40mV（≈1.32mA×30Ω，1.32mA是差分对管静态电流），选用5%精度电阻可能出现最大达4mV（=2×40mV×5%）的失调电压。笔者随机选择几种不同型号的晶体管安装到图5电路的差动输入级，实际测得的失调电压见表1。表1不同型号晶体管差分对的失调电压（常温25℃）注：因A，2SA的管脚顺序是e-c-b，而S、S的管脚顺序是e-b-c，所以S、S的b脚与c要交叉对调以后才能安装到PCB板上。由表1可以看出三个特征：一、晶体管的β值愈大，差分对b极电压愈小；反之则大。二、差分对的β值差异愈小，失调电压愈小；反之则大。三、在β值接近的情况下，β值愈大，失调电压愈小；反之则大。因此，减小失调电压最好的办法首先是选择β值差异小的差分对，在此基础上β值愈大愈好。比如，表1中A两只管子的β值差异小且β值大，故失调电压只有区区-1.7mV；S两只管子的β值差异大，即便β值也不小，但失调电压却最大，达到20mV以上；而2SA管的β值最小，但因两只管子的β值差异很小，故失调电压也比较小。4、50W（B类）Hi-Fi功放图6是一个为家庭Hi-Fi用途而设计的50W（B类）功放电路图。尽管看上去电路比较传统，但经过细心设计电路的参数，获得的性能比传统放大器好得多，但只有细心地布线和巧妙的接地点选择才能得到优秀的放大性能；这就涉及PCB设计经验，不是一两句话能够讲清楚的。对于电路中给出的参数和电源电压±Ucc=±35V，当输入电压为±1.0Vrms，功率放大后输出电压约为±21Vrms，这台放大器额定输出可达50W/8Ω。图6家庭用50W（B类）Hi-Fi功放电路（闭环增益Au=1+R8/R9=21倍或26.4dB）对于功放而言，最好的输出级是射极跟随器与倒置达林顿这两种形式，前者关断失真小，后者的基本线性最佳。此放大器选用了射极跟随器的输出结构，由于R15的作用，使得输出管关闭时be结被反向偏置，从而获得了降低高频关断失真的好处。可能存在的缺点是它的静态工作状况或许不及倒置达林顿电路稳定，因为它没有形成本级负反馈去抑制输出管发热时的变动，但考虑到家庭使用，环境温度变化较小，只要有合适的散热器和热耦合，它的静态工作稳定度就已足够。VT1和VT14构成负反馈式尾巴恒流源，R5的压降很小，可忽略不计，故R4的压降等于VT14的be结导通压降。当配上电容C11时，理论上的电源抑制比要比两只二极管与一只三极管构成的恒流源高出10dB，这是因为正电压波动经C11耦合到电阻R21与R22的节点，抑制了VT1、VT5的电流变化——可以看成电路的局部负反馈。输入差分对（VT2与VT3）通过R2、R3设有较深的本级负反馈，抑制3次谐波失真。尾巴电流取4mA（=0.6V/Ω）这个不常用到的高值，使晶体管内部发射极电阻re变动带来的影响减至最小。镜像电流源VT10与VT11迫使差分对VT2、VT3的集电极电流精确平衡，防止产生2次谐波失真。输入级的偏置电阻R1与反馈电阻R8取值相等，而且数值上既保证输入阻抗能够高到合理的程度，又尽可能地低。如此一来，由于β值的差异引起的基极电流失配所造成的直流失调电压得以最小化。VT2与VT3的UBE失调电压将直接在输出端显现，但不会受上述电阻取值的影响，而且对直流失调电压的贡献远比基极电流小。即使VT2与VT3使用低β值的高耐压三极管，放大器的直流失调电压应该在±50mV内已足以满足使用的要求。反馈电阻R8取值小，也使得采样电阻R9取较小的值，这样有利于降低电路的噪声。为R9提供交流通路的隔直电容C2，取值为μF，它与R9构成的低频转折频率约为1.2Hz（增益下降3dB处）。取这个值的目的不是扩展功放超低音部分的频响，而是为了避免电容非线性带来低频端失真的上升。取值改为μF，则10Hz处的总谐波失真由小于0.%变为小于0.%，也是可以接受的。保护二极管VD1用于防止功放因为某种错误而一直处于输出高幅值负电压的状态而损坏电解电容C2，看上去它会带来一些失真，但实际上测量不到。对功放的带宽施加限制，应该在更前端的电路利用非电解电容来实现。比如，在输入端插入RC低通滤波电路，电阻R取几千欧姆，电容C取几十皮法以上，这个低通滤波器还有一个重要作用是减小TIM失真。电容C3限制了功放的闭环带宽并使相位裕量更充分，电阻R20与C3串联用于限流，防止停机瞬间脉冲造成VT3损坏。由于R20相对于C3的阻抗太小，C3可以视为与R8是并联关系，频率愈高C3的阻抗愈小、反馈量愈大，故C3用于限制功放的闭环带宽。在激励级内插射极跟随器VT12，密勒电容C5跨接在VT12的b极与激励管VT12的c极之间，以此来改进激励级。射极跟随器的特点是输入阻抗高、输出阻抗低，负载电流能力强。这样一来，VT12相当于缓冲级，对差分输入级的电流需求非常小，激励级的总β值增大，使得本级负反馈的线性化效果增强。5、改进型50W（B类）Hi-Fi功放设计实例图6所示功放还稍显美中不足。一、若是差分对管差异明显会造成失调电压过大；二、是输出信号正负半波的转换速率差异较大。对于前者考虑在输入级偏置电阻串接精密微调电阻，以便调节失调电压至0附近。对于后者转换速率的电路加以修正，比如增设减少穿透效应的电容Cs。适当改变取样电阻、反馈电阻的阻值，提高电压增益。增大倍增管VT13的基极电阻为2.2kΩ，减小偏置支路的电流，使其集电极电流是偏置支路电流的5～8倍以上。在缓冲级VT12的集电极增设RC限流滤波电路，防止VT14、VT4在极端工况下的相继击穿问题。依照这个思路设计的功放电路如图7所示。图7改善正负向转换速率的50W（AB类）Hi-Fi功放电路图（1、标注电压为稳压源±30V供电、预热20分钟后测得；2、电流值是根据电压欧姆定律计算值；3、环境温度25℃；4、常温测试差分对VT2、VT3的β值为，工作时温升β上升至左右）（1）原理简述信号输入端的接地电阻R23与R1、VR1串联支路构成电容C1的放电通路，在输入端无信号连接时，保持C1左端电位为0。此时，失调电压几乎为0。微调电阻VR1处于物理位置的中间，与R1串联阻值等于反馈电阻R8。理想情况下，失调电压为0。但实际上不可能为0，设置VR1就是为了调节失调电压至0。按图中实际给出的压降，差分对VT2的基极电流为20μA（=mV/10kΩ），VT3的基极电流也为20μA（=mV/15kΩ），放大后的集电极电流为3mA，基极与集电极电流均对称。激励级的恒流源改为主动式，偏置电阻、为VT1、VT5提供基极偏置，VT5又为VT14提供基极偏置，忽略压降不计，则VT14的c-e极间电压为2倍be结压降，故、两端电压约为1个be结压降。这两个恒流源与第2讲中介绍的恒流源（那篇文章中编号为图9）有一定的渊源，请读者自行查阅。由于差动级电流较大，作为差分对集电极负载的镜像电流源（VT10与VT11）的发射级电阻R6、R7取27Ω的较低阻值（两端压降约为82mV），足以令镜像电流源对管的UBE偏差不会对失真造成影响。为了减小输入级的跨导，增加线性工作区间的宽度，差分对发射极负反馈电阻R2、R3取较大的Ω。VT13与外围元件构成的UBE倍增电路具有电流补偿功能。按图中压降计算的VT13的c-e极间电流为6.5mA（=97mV/15Ω），因电阻R13的电流为7.35mA，忽略驱动管VT6、VT8的基极电流不计，则VT13基极偏置支路流过的电流约为0.85mA（=7.35mA-6.5mA），前者的大小是后者的7.6倍。实际感测小功率管（MPSA06和MPSA56）发热状况，发现VT4最烫。这是因为静态时VT4的电流为7.35mA，c-e极间电压接近于30V，故VT4的静态功耗为PVT4=7.35mA×30V=mW。动态时VT4的功耗更大，这对于TO-92封装、最大耗散功率为mW的小功率晶体管来说，发烫就不足为怪了，但只要不超过最大额定功率及最高结温即能安全工作。若设置末级功放管发射极电阻、的压降之和为22mV，则输出级的静态电流为50mA，放大器工作于AB类。因为功率管的散热器较大（8cm长×8.5cm高×4.5cm厚），即使最大功率输出（笔记本电脑输出最大音量供给功率放大器，两只8Ω音箱并联作为负载），在VT13功率管无热耦合的情况下连续工作半个小时，散热器最高温度60℃左右，功率管从没有发生热击穿现象。2．激励管屡次烧毁的原因最初设计的缓冲级VT12的集电极接GND，若密勒电容C5取pF，开机即烧VT12、VT4（笔者研究这个功放历时4个多月，设计了3个版本）。调试过程中未发生大功率管损坏现象，但却烧毁了二十多个MPSA06，损坏最多的位置是VT12，其次是VT4，其他位置的均未发生损坏。诡谲的是损坏管子均是发生在播放网络视频《Arrivalofthebirds在中的绝妙应用》过程中，该视频的配乐振幅比一般音频的幅度大，在几个片段里甚至出现饱和与截止的满幅输出，烧坏管子的时刻恰恰在这种情形下发生。管子烧坏原因是这样的，当VT12的基极为正向电压峰值、导通电流大，这时从GND与-30V之间形成一条直流通路：GND→VT12的c-e极→VT4的be结→-30V，一旦持续时间过长（约0.3s），因VT12的c-e极间承受的电压高，故其功耗大，其c-e极间先被击穿，接着VT4的be结烧穿，负电源电压与地短路。此时VT4的c-e极间开路，放大器输出接近于正电源的电压加在扬声器上，所以，每当此时笔者都会手忙脚乱地赶紧切断电源，防止扬声器损坏。后来，把C5增至不常见的pF，放置在办公室断断续续续工作一个多月，好像问题彻底解决了。不曾想，年9月28再次播放那首神曲时，又烧管了。故障现象是输出端电位几乎等于负电源电压。检测发现VT12的b、c短路，但发射结正常；VT14的发射结与集电极均正常，c、e极间二次击穿（有一定电阻），通电时c、e极间约有2V的电压。鉴于从GND经VT12的c-e极与VT4的发射结到负电压的低阻通路，竟然没有一只限流电阻存在，极端情况下烧管现象屡次发生。因此，笔者决意在VT12的c极与GND之间串接电阻R19，并在节点处与负电压之间接入电解电容滤波C0（PCB的第三个设计版本）。此时，R19与C0构成RC滤波电路给VT12供电。同时，又能因R19的电流限制作用，避免VT12、VT14烧管发生。尽管烧管问题解决了，但密勒电容仍不能取常见的pF。否则，一旦调节VR2，使功放有小小的静态电流，输出端立即出现如图8（a）所示的高频自激。把容量增至pF，高频自激暂时消失了。但继续调节VR2、增大静态电流，输出端又出现如图8（b）所示的高频自激。令人可喜的是，即便电路自激VT12、VT14烧管事件再也没有发生。最后把的容量定在pF。（a）密勒电容为pF（b）密勒电容为pF图8补偿电容容量小，电路高频自激静态时，忽略VT4的基极电流，VT12的集电极电流约等于0.52mA（=UBE/R0=mV/1kΩ），则R19的压降约为1.2V。C0相当于储能器，为VT12提供瞬间变化的动态电流；同时，又能把负电源的纹波耦合到缓冲管VT12的集电极，减小负电源波动对缓冲管的影响。需要指出的是，由于R19的压降很小，故C0耐压要选35V以上。预驱动级VT6与VT8的e-e极间电阻R15的压降为1.17V，故它们的集电极约为12mA，则VT6与VT8的静态功耗为P≈12*30=mW。这个数值对于Tip41C、Tip42C裸片2W的功耗是完全可以承受的。但考虑到改为2×AC28V环形变压器，整流输出电压高达±38V，为安全起见，有必要为这两只管加装散热器。为了保证电容的精度与可靠性，C5用独石电容，因为瓷片电容受温度的影响容量会有变化（不稳定），而独石电容受温度影响较小，不会造成频率的漂移。C7用涤纶电容，这种电容的介质是涤纶，其特点是介电常数较高，体积小，热稳定性较好。笔者把图7设计成PCB，把电路板、散热器（含功率管）及变压器固定在一块有机玻璃板上，整体布局如图9所示。为了方便外接信号源和扬声器，这两个端子分别设置莲花插座和接线端子，固定在小块有机玻璃板上，然后再粘合于底板。图9由图7电路设计完成的PCB、散热器及变压器（有机玻璃尺寸30cm长×26cm宽×0.8cm厚（脊棱），电路板尺寸8.4cm14cm；散热器尺寸8cm长×8.5cm高×4.5cm厚；重量3公斤。功率管与散热器之间加装云母垫片；制作成本约元）实测变压器整流、滤波电压为±38V，虽然正电压接VT7（2SC）的集电极，但因功耗主要集中在集电结，所以，集电极连着管体大的金属面，即2SC的集电极与散热器相连接。同理，VT9（2SA）的集电极接负电压，也是集电极连着管体大的金属面，接触到散热器。如果功率管集电极与散热器直接相贴安装，两块散热器之间的电压高达68V，人体同时触及亮两个散热器时有麻电的危险。为防止触电，需要在功率管与散热器之间垫云母片，此时散热虽然效果略微变差了些，但能保证用电安全无虞。好，关于音频功率放大器的设计内容，就介绍到这里。说实话，音响世界浩如烟海，我只是略懂皮毛而已，算是抛砖引玉，欢迎广大读者批评指正。葛老师-3-25于中山家中

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